开关稳压电源的设计与应用_开关稳压电源系统设计方案

随着电力电子技术的发展，电源设备大量出现在生产和生活的各个领域。电压电流的稳定性、电压调整率、负载调整率、变流器效率等因素将直接影响用电和通信设备的正常运行，严重时甚至影响设备的安全。因此，如何提高上述指标成为供电设备设计中需要考虑的重要因素。介绍了一种有效的开关稳压电源系统设计方案。

1方案演示

1.1 DC-DC变流器方案选择

隔离变压器输出工频电压有效值为183v，经桥式整流滤波后输出DC电压约为18 ~ 26 V。要求开关电源的输出电压范围在30 ~ 36 V之间稳定可调，单端反激和升压直接转换都能满足要求。但考虑到单端反激式开关电源结构中的脉冲变压器很难在短时间内制作和调整，其制造工艺和材料选择对系统的效率影响很大，本设计选择Boost电路作为功率变换器的主电路，如图1所示。

图1功率变换器的主电路

1.2控制方案的选择

升压变换器有多种控制方案，如单片机直接控制或模拟控制电路控制。

Boost变换器是一个低阻尼的二阶系统。由于系统的不稳定性和数字算法的延迟，控制回路的低频增益不能太大，影响输出电压的控制精度。由运算放大器组成的模拟控制电路可以采用电压电流双环控制结构，有效克服变换器的低阻尼特性，提高输出电压的控制精度。然而，包括PWM调制器和脉冲放大驱动电路的模拟控制电路结构复杂且可靠性低。

鉴于单端反激式开关电源的工作原理与Boost变换器相同，其专用集成控制芯片UC3842可以移植到Boost变换器的控制中，本设计的控制部分采用了集成控制芯片UC3842，简化了控制电路的设计，提高了系统的可靠性。UC3842的控制电路图如图2所示。

图2主电路和UC3842控制电路图

基于UC3842的电压电流双环控制Boost变换器在脉冲占空比大于0时不稳定。5.为了稳定系统，要么降低控制回路的低频增益，要么采用斜率补偿法。前者降低了输出电压的控制精度，后者有严格的实现要求。鉴于系统设置了单片机以满足监控和显示功能的要求，利用单片机对Boost变换器的控制系统进行校正，可以在系统稳定的前提下大大提高输出电压的控制精度，技术实现可行。该方案如图3所示。

图3控制方案

1.3提高效率的方法和实施方案

影响系统效率的主要因素有：a .功率变换器开关器件的开关损耗；b .电感元件的铁损和铜损；c .失去控制电路等。其中，开关器件的开关损耗是影响系统效率的最重要的方面。因此，除了尽可能简化主电路结构外，主开关器件选用了开关速度快、导通电阻小的功率MOS管，升压二极管也采用了超快恢复二极管。电感元件主要是升压电感。铁芯选用铁损小的铁氧体，尽量选用截面粗的漆包线，以减少损耗。控制电路的电源采用两种方式降低损耗：主控芯片UC3842由主电路的整流滤波电路直接供电，单片机和少数外围电路由自制的开关电源供电。

2电路设计和参数计算

2.1主电路器件和参数c的选择

最大占空比Dmax出现在输入DC电压最低(18V)且输出DC电压最高(36 V)时，最小占空比Dmin出现在输入DC电压最高(26 V)且输出DC电压最低(30 V)时。根据公式(1)，Dmax是0。5、Dmin为0。13.

将电感电流的变化视为半负载下输入电流的30%，即：

在最差情况下，当占空比最小时，电感值根据电流临界连续条件获得：

实际值为500 h。

2.1.2主开关管的选择

主开关管承受的最大漏源电压为最大输出电压36 V，考虑过载情况，开关管的最大实际漏源电流为：

考虑到实际的电压和电流尖峰和冲击，电压和电流容差应为2。分别为5倍和2倍，即耐压应高于90 V，最大电流应为12 A.实际选用IRF3710 MOS晶体管，最大漏源电压100 V，最大漏电流57 A，通态电阻25m，最大开关频率超过1 MHz。

2.1.3快速恢复二极管的选择

二极管选择基于通态平均电流：

其中是波形系数；IF( AV)是实际通态平均电流。考虑到实际系统控制中占空比的可变性，根据最大峰值电流(5。75 A)。

2.1.4输出滤波电容的选择

设计输出电压的纹波小于200 mV。考虑到负载电流可能达到3 A，滤波电容Cf计算如下：

实际选择1 000 F /50 V的电解电容。

2.2控制电路的设计与分析

升压变换器的控制电路如图(2)所示。输出电压通过采样电阻R1、R2反馈到UC3842的电压误差放大器的反相输入端，与内部参考电压Uref比较后得到误差电压Ue。经过电压调节器后送至UC3842的电流比较器，与主开关源处采样电阻Rs上获得的电流信号进行比较，产生PWM输出。电压调节器是PI调节器(在芯片的引脚1和引脚2之间，集成电容和比例电阻)。

2.2.1开关频率的设计

开关频率由UC3842第四引脚锯齿波发生器的定时电容和电阻决定，其计算公式为：

根据UNITROD公司UC3842的特性图，考虑到脉冲宽度的占空比可能大于0。5实际运行中，Rt=16k，Ct=9。4 nF，相应的开关频率为11 kHz。

2.2.2电压反馈采样电阻

最大输出电压为36 V，稳压器的参考电压为2。5 V，而反馈网络是根据无稳态误差的原则设计的，即：

R1=35k，R2=8。5k。

2.2.3电压调节器的设计

电压误差放大器是一个比例积分放大器，Kp=10，Ki=1 /3000。

2.2.4电流采样电阻Rs

系统正常工作的必要条件是送到UC3842的电流采样端(引脚3)的信号小于1 V，并能达到电压调节器送到电流比较器输入端的信号大小。假设开关管峰值电流的信号大小为500 mV，则：

实际系统使用三个0。并联33电阻。

2.3保护电路的设计与计算

由于主电路采用Boost电路，单纯阻断开关管的驱动信号无法满足在线过流保护的要求。

为了实现系统的自恢复，在升压输出和负载之间增加了一个降压电路。Buck电路的开关管由单片机直接控制，电流霍尔作为电流传感器。单片机通过AD( MAX197)实时采样输出电流信号。系统正常工作时，Buck开关管直接接通；一旦发生过流故障，单片机检测到故障信号后，可以通过两种方式进行保护，一种是限流输出保护模式，另一种是阻断输出保护模式。在限流输出保护模式下，单片机发出PWM信号控制Buck开关管，降低输出电压，从而达到限制输出电流的目的，并显示fa

加入降压电路后，系统成本有所增加，但降压电感和电容只是构成一个二次输出滤波器，进一步降低纹波。正常工作时，降压开关管处于直通状态，对效率影响不大。

2.4人机界面设计

该系统的人机界面包括键盘和液晶显示器。考虑到输出电压的键盘设置和步进调整需要大量按键(如0 ~ 9数字键、0-键、取消键、确认键等。)，PS2键盘的小键盘面积正好满足这个要求，而PS2键盘通过PS2协议与单片机通信，接口简单，易于实现，所以采用PS2键盘作为系统输入设备。设计指标还要求能够显示输出电压和电流的测量值等系统信息。为了更好的美化显示界面，采用了带RA8803控制器的国标字体240 128液晶显示器。液晶显示器通过并行数据总线与单片机通信。

2.5辅助电源的设计

此外，还制作了小型开关电源电路，作为系统控制部分的工作电源。这个小开关电源的DC输入接入主电路整流滤波输出后，主电路接入交流输入电源，开关电源开始工作，为控制电路提供工作电源。辅助电源设计为5 V/100 mA和12 V/100 Ma。

2.6效率分析和计算

2.6.1控制电路的功耗

控制电路各部分的实际功耗如表1所示。

表1正常运行时控制电路主要元件的功耗

2.6.2升压主开关管的功耗

主开关管的功耗由开关损耗和通态损耗两部分组成。开关损耗估计为：

其中UDS为开关管阻断电压的峰值；IDS是开关管电流的峰值；Tr是开关管的上升时间；Trd为开启延迟时间；Tf是开关管的下降时间；Tfd为关断延迟时间；Fs是开关频率。

根据IRF3710手册中的相关数据和上述相关计算数据，Pds=0。08瓦.可以看出，降低开关频率可以明显降低开关损耗。

通态损耗为：

其中ID是通态平均电流；Ron是通态电阻；d是平均占空比。粗略计算后，Pdon=0。09 W。

升压二极管的损耗由两部分组成：反向恢复损耗和通态损耗。反向恢复损失估计为：

其中UDR为二极管反向电压峰值的峰值；IDR为二极管反向恢复电流的峰值；Tr是反向恢复时间；Fs是开关频率；UFD是正向传导电压降；IF是正向导通的平均电流。

Pdd=1。计算出14 W。

2.6.3总系统效率

3软件流程图

开关稳压电源系统的软件流程如图4所示。

图4软件流程图

4系统测试

4.1台测试仪器

系统测试所需的测试仪器如下：

EE1410合成函数信号发生器；TEK 1002B数字存储示波器；TEK 2024四通道隔离示波器；UT88B 4 12位数字万用表；DC稳压电源；MS8215 3 12位数字万用表。

4.2测试计划和数据

4.2.1输出电压Uo可调测试

输出电压可调的测试方案：负载采用20电阻值，负载电压用UT88B数字万用表监测。通过键盘输入设定电压，具体数据记录在表2的设定电压一栏。按回车键读取数字万用表显示的电压，具体数据记录在表2的实际电压一栏。

表2可调输出电压下的测试数据

4.2.2电压调整率测试

电压调整率测试方案：负载为可调电阻负载，隔离变压器的输出电压(U2)和负载电压(Uo)分别用UT88B万用表监测。调节自耦变压器，使U2分别为15 V和21 V，调节滑动变阻器，使负载电流保持在2 A，记录负载电压Uo1=36。03 (V)和Uo2=36。04 (V)分别两次。根据题目中给出的相关公式，可以计算出电压调整率：

4.2.3负荷调整率测试

负载调整率测试方案：用UT88B万用表监测输出电压(U2)，负载电压a

4.2.4 DC-DC转换器效率测试

DC-DC变流器效率测试方案：调节自耦变压器使隔离变压器输出电压(U2)为18 V，调节变流器使输出电压(Uo)为36 V，调节负载使输出电流为2 A，用UT88B万用表检测并记录DC-DC变流器此时的输入输出电压和输入输出电流：

计算转换器效率：

4.2.5输出纹波电压测试

输出纹波电压测试方案：调整自耦变压器和变换器的输出电压和负载，使U2 18 V，Uo 36 V，输出电流2 A.使用TEK 1002B数字存储示波器测量交流耦合时的输出电压纹波Uopp，时基为25 ms /div。示波器的输出纹波电压图如图5所示。

图5输出纹波电压图

4.2.6过流保护动作电流测试

该系统可以有两种过流保护模式：模式一：限流保护；模式二：封锁保护。两种保护都可以通过键盘设置保护电流的阈值，并自行恢复。限流保护测试方案：

UT88B监测负载电流，负载为滑动变阻器，保护电流设为2 A，2。分别为5 A和3 A。调节滑动变阻器，记录最大输出电流(即保护电流)。然后将电量降低到阈值以下，测试能否将数值降低到保护电流以下。闭锁保护测试方案：UT88B监测负载电流，负载为滑动变阻器，保护电流设为2 A，2。分别为5 A和3 A。调节滑动变阻器，使负载电流慢慢接近设定电流值。记录负载电流是否阻断至0。测试结果见表3。

表3过流保护模式测试结果

从表3可以看出，最大输出电流是设定电流值，可以自行恢复。表明该系统具有明显的过流保护功能，并能自行恢复正常状态。

5结论

综合分析各项指标的测试结果表明，该系统各项指标均达到或超过了设计指标。系统的实际效率应该略低于理论计算值，主要是因为计算中没有涉及升压电感等损耗。进一步提高效率的措施是采用同步整流代替二极管整流，该系统是一种理想的设计方案。